1 　引言

　　在電鍍行業里，一般要求工作電源的輸出電壓較低,而電流很大。電源的功率要求也比較高,一般都是幾千瓦到幾十千瓦。目前,如此大功率的電鍍電源一般都采用晶閘管相控整流方式。其缺點是體積大、效率低、噪音高、功率因數低、輸出紋波大、動態響應慢、穩定性差等。

　　本文介紹的電鍍用開關電源,輸出電壓從0～12V、電流從0～5000A連續可調,滿載輸出功率為60kW。由于采用了ZVT軟開關等技術,同時采用了較好的散熱結構,該電源的各項指標都滿足了用戶的要求,現已小批量投入生產。

　　2 　主電路的拓撲結構

　　鑒于如此大功率的輸出,高頻逆變部分采用以IGBT為功率開關器件的全橋拓撲結構,整個主電路如圖1所示,包括:工頻三相交流電輸入、二極管整流橋、EMI濾波器、濾波電感電容、高頻全橋逆變器、高頻變壓器、輸出整流環節、輸出LC濾波器等。

　　隔直電容Cb是用來平衡變壓器伏秒值,防止偏磁的。考慮到效率的問題,諧振電感Ls只利用了變壓器本身的漏感。因為如果該電感太大,將會導致過高的關斷電壓尖峰，這對開關管極為不利，同時也會增大關斷損耗。另一方面,還會造成嚴重的占空比丟失,引起開關器件的電流峰值增高,使得系統的性能降低。

　　3 　零電壓軟開關

　　高頻全橋逆變器的控制方式為移相FB-ZVS控制方式,控制芯片采用Unitrode公司生產的UC3875N。超前橋臂在全負載范圍內實現了零電壓軟開關,滯后橋臂在75%以上負載范圍內實現了零電壓軟開關。圖2為滯后橋臂IGBT的驅動電壓和集射極電壓波形,可以看出實現了零電壓開通。

　　開關頻率選擇20kHz,這樣設計一方面可以減小IGBT的關斷損耗,另一方面又可以兼顧高頻化，使功率變壓器及輸出濾波環節的體積減小。

　　圖2 IGBT驅動電壓和集射極電壓波形圖

　　4 　容性功率母排

　　在最初的實驗樣機中,濾波電容C5與IGBT模塊之間的連接母排為普通的功率母排。在實驗中發現IGB上的電壓及流過IGBT的電流均發生了高頻震蕩,圖3為滿功率時采集的變壓器初級的電壓、電流波形圖。原因是并聯在IGBT模塊上的突波吸收電容與功率母排的寄生電感發生了高頻諧振。滿載運行一小時后,功率母排的溫升為38℃,電容C5的溫升為24℃。

　　
　　為了消除諧振及減小功率母排、濾波電容的溫升，我們最終采用了容性功率功率母排，圖4為采用容性功率母排后滿功率時采集的變壓器初級的電壓、電流波形圖。從圖中可以看出，諧振基本消除，滿載運行一小時后，無感功率母排的溫升為11℃,電容C5的溫升為10℃。

　　5 采用多個變壓器串并聯結構，使并聯的輸出整流二極管之間實現自動均流

　　為了進一步減少損耗，輸出整流二極管采用多只大電流400A、耐高電壓80V的肖特基二極管并聯使用。而且,每個變壓器的次級輸出采用了全波整流方式。這樣,每一次導通期間只有一組二極管流過電流。同時,次級整流二極管配上了RC吸收網絡,以抑止由變壓器漏感和肖特基二極管本體電容引起的寄生震蕩。這些措施都最大限度地減小了電源的輸出損耗,有利于效率的提高。

　　對于大電流輸出來說,一般要把輸出整流二極管并聯使用。但由于肖特基二極管是負溫度系數的器件,并聯時一般要考慮它們之間的均流。二極管的并聯方式有許多種,圖5所示,圖a為直接并聯方式;圖b為串入電阻并聯方式;圖c為串入動態均流互感器并聯方式。(均以四只二極管的并聯為例)。

　　對于直接并聯方式,二極管的均流效果很差,輸出電流一般限制在幾十安培到幾百安培左右,不易于做到上千安培。在電流為上千安培輸出的情況下,為了達到均流的目的,可以采用串入電阻方式并聯或采用串入動態均流互感器并聯。由于鄰近效應及趨膚效應的影響,對于串入電阻的并聯方式,二極管的均流效果隨輸出電流的大小而改變,均流效果較差。為達到較好均流效果,串入的電阻不宜太小,這又帶來較大的損耗。對于串入動態均流互感器的并聯方式,可以達到較好的均流效果,但大電流互感器的制作工藝復雜,成本高,同時由于動態均流互感器的漏感及引線電感的存在,使得二極管在關斷時的反向尖峰電壓增高,電磁干擾及損耗隨之增加。

　　為了克服以上并聯方式的不足之處,使輸出整流二極管實現既能自動均流,降低損耗,又可以降低制作工藝的復雜性,我們設計了一種新穎的高頻功率變壓器,如圖1所示。這種變壓器是由8個相同的小變壓器構成,變比均為4∶1,它們的初級串聯,而次級則采用并聯結構。該變壓器采用初級自冷和次級水冷相結合的冷卻方式,這樣考慮主要在于它們的熱損耗不同,而且可以大大簡化變壓器的制作工序。

　　下面以兩個變壓器組為例(圖6所示),說明二極管之間的均流。　　

　　圖6 多個變壓器的連接示意圖

　　uin為正時，u1與u3為正，二極管D1與D3導通，D2與D4截止，此時可以得出: