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1 引言
為了以更低的功耗獲得更高的速度和更佳的性能，要求電源電壓越來越低，瞬態性能指標越來越高，因此對開關電源提出了越來越高的要求。用原有的電路拓撲及整流方式已不能滿足現在的要求，為了適應IC芯片發展的需要，人們開始研究新的電路拓撲。因為輸出電壓很低，所以，同步整流自然成為這種低壓大電流電源的必然選擇，考濾到產品的復雜程度及產品可靠性，同步整流一般選擇自驅動同步整流，能與自驅動同步整流電路較好結合的拓撲大致有三種：有源箝位正激變換器；互補控制半橋變換器；兩級結構變換器。與兩級結構變換器相比，有源箝位變換器和互補控制半橋變換器所用器件少，更具有吸引力。這兩種變換器拓撲容易實現軟開關，工作頻率可以更高；變壓器的磁芯可以雙向磁化，磁芯的利用率高。針對一次整流電源輸出的-48V（36～72V）電壓，輸入電壓在較大（36～72V）的范圍內變化時，互補控制的半橋電路副邊所得到的驅動電壓變化范圍太大，已不能適用來驅動MOSFET管。因此，有源箝位自驅動同步整流正激變換器是低壓大電流開關電源必然選擇的電路拓撲。
2 有源箝位同步整流正激變換器的拓撲分析
有源箝位同步整流正激變換器的電路拓撲如圖1所示，DC-DC有源箝位ZVS-PWM正激變換器在穩態運行時，一個開關周期內的主要參量波形如圖2。一個開關周期內大致可分為四個運行模式，即：1）to
圖1 有源箝位同步整流正激式電路圖
1 模式1 （t0 在主開關S1開通前，箝位電容上的電壓為Vc1=DVin/（1-D）（極性為下正上負）。這一階段，箝位開關S2關斷，箝位電容電流ic1=0。 S1導通后，S1開關管的漏極電位VD=0，變壓器磁芯正向激磁，激磁電流im由第三象限的-Im向第一象限+Im過渡，iL1=im+Io/N,N為變壓器原副邊繞組匝數比N1/N2。變壓器原邊繞組電壓VP=VS，能量由輸入電源Vin經過變壓器傳送到負載。
2 模式2 （t1 S1斷開，S2仍關斷。磁場能量對S1輸出電容Cs充電。ip由Io/N降到零，iL1=im+ip,im≈Im；ic1<0。VD由0上升到Vin+Vc1， Cs電壓達到Vin+Vc1，S1上的電壓被箝位在這一水平；變壓器原邊繞組電壓VP從Vin變化到Vin–VD=-Vc1。Vc1=DVin/（1-D）保持不變。
3 模式3 （t2 主開關S1關斷，S2開通前，由于VD為正，箝位開關S2隨之可以ZVS開通，箝位電路運行。箝位電容電壓Vc1=DVin/（1-D），由于變壓器磁場能量對箝位電容儲能的交換過程，使該電壓有變化，Vc1=Vc1+ΔV，ΔV表示充放電過程中箝位電容電壓紋波，主開關電壓箝定在Vc1+Vin水平。箝位電容電流-ic1=im=iL1;ip=0,im由第一象限的+Im向第三象限-Im過渡，也即磁通復位過程。
4 模式4 （ t3 S1，S2關斷，磁場能量使S1結電容放電， VD由Vin+Vc1下降到零，創造了S1的ZVS條件。箝位電路斷開，ic1→0。iL1=im=-Im，ip=0。變壓器原邊繞組電壓Vp則從-Vc1變化到Vin。Vc1=DVin/（1-D）保持不變。
S1導通時間為DTs，變壓器原邊繞組承受電壓為Vin；S1關斷時間為（1-D）Ts，變壓器原邊繞組承受電壓為-Vc1。由伏秒平衡關系可得：DTsVin=（1-D）Vc1，即Vc1=DVin/（1-D）。
圖2 有源箝位同步整流正激變換器的主要參量波形
有源箝位正激變換器變壓器磁芯工作在雙向對稱磁化狀態，提高了磁芯的利用率，箝位電容的穩態電壓隨開關占空比而自動調節，因而占空比可大于0.5；Vo一定時，主開關管?輔助開關應力隨Vin的變化不大；所以，在占空比和開關應力允許的范圍內，能夠適應輸入電壓較大變化范圍的情況。不足之處是增加了一個管子，使得電路變得復雜。
3 電路參數的設計與計算公式
主電路拓撲如圖1 所示，它的箝位電容電壓為：Vc1=DVin/（1-D），箝位電容的耐壓要大于此值，容量只要足夠大即可保證電路的正常工作，在制作中，選用的箝位電容容量為47μF。控制芯片選用UC3823N實現PWM控制，控制芯片檢測開關電流加上斜波信號（由PWM輸出信號14腳生產）送至芯片的電流端（7腳）；電壓信號經取樣電阻分壓和誤差放大器補償產生一輸出信號（3腳），此信號與7腳信號比較后產生輸出占空比信號PWM,再由脈沖變壓器隔離和原邊驅動器UC1707產生兩列互補驅動且死區可調的脈沖驅動變換器的主管S1和箝位管S2。合適的參數設計
